As estratégias de controle do MSIP podem ser definidas de acordo com os limites de operação do MSIP, de maneira geral, essas estratégias de controle podem ser dividas de acordo com a faixa de velocidade que se deseja operar o MSIP.
Para a operação do motor até velocidade base, as principais estratégias de controle são (MONAJEMY, 2000):
• Ângulo de torque constante;
• Máximo torque por unidade de corrente; • Máxima eficiência;
• Fator de Potência Unitário;
• Fluxo concatenado mútuo constante.
A estratégia de controle com ângulo constante (PILLAY and KRISHNAN, 1987) força o torque a ser proporcional a magnitude de corrente de eixo em quadratura do MSIP. A estratégia de controle com máximo torque por unidade de corrente (JAHNS et al, 1986) proporciona um máximo torque para uma dada corrente, minimizando as perdas no cobre para um dado torque aplicado ao MSIP. A estratégia de controle de fator de potência unitário (MORIMOTO et al, 1990) otimiza o sistema Volt-Ampere requerido para manter o fator de potencia unitário.
A estratégia de controle de fluxo concatenado mútuo constante (MORIMOTO et al.1994) minimiza as perdas liquidas do motor em qualquer ponto de operação.
Cada uma dessas estratégias tem suas vantagens e desvantagens, uma comparação mais detalhada é feita por (MONAJEMY, 2000):
Nenhuma estratégia de controle acima da velocidade base é estudada neste trabalho. O controle do MSIP utilizado para aplicação das técnicas sensorless é o controle vetorial com ângulo de torque constante, com a corrente do eixo d igual a zero. O ângulo de torque é definido como o ângulo entre a corrente de eixo d e de eixo q. Nessa estratégia de controle, o ângulo de torque é mantido em 90º e a corrente ݅ௗ é eficientemente mantido em zero. A maior vantagem desta estratégia de controle é que ela simplifica o controle de torque mecânico através da linearização da relação entre torque e corrente. Isto também significa um controle linear sobre o torque.
As seguintes relações caracterizam este controle:
2
3
e m s
onde ݅௦ é a magnitude da corrente de fase.
De acordo com a estratégia de controle adotada tem-se:
0
q s di
i
i
=
=
(2.46)Logo, a corrente ݅௦ para um dado torque ܶ pode ser calculada da seguinte forma:
0.75
e s mT
i
Pλ
=
(2.47)Como pode ser observado na Figura 3, este controle é formado por uma malha externa que controle a velocidade e duas malhas internas que controlam as correntes ݅ௗ e ݅. O sinal de referência da velocidade é comparado com o sinal de velocidade medido ou estimado e é controlado através de controlador do tipo PI. A saída deste controlador de velocidade é o sinal de referência para a corrente de eixo em quadratura ݅, que atua no torque do motor. As correntes medidas são transformadas para o referencial girante ሺ݀ െ ݍሻ e a diferença entre as correntes ݅ௗ e ݅ e as componentes de medida atual das correntes ݅ௗ e ݅ são as entradas para os controladores PI de corrente. A saída dos controladores de corrente são as componentes do vetor de tensão de referência, no referencial ሺ݀ െ ݍሻ, para a modulação PWM do inversor que alimenta o motor. Para realizar a modulação PWM o sinal de referência do vetor de tensão é transformado para o referencial estacionário ሺߙ െ ߚሻ pois a tensão real é senoidal.
Figura 3 Diagrama de bloco do controle vetorial com angulo de torque constante
O modo de alimentação mais lógico de aplicar no controle vetorial seria através da alimentação em corrente, uma vez que o controle do fluxo e o conjugado são realizados pelas
componentes da corrente estatórica. Este tipo de alimentação nem sempre é possível, pois nem sempre a dinâmica da malha de corrente é suficientemente rápida. Assim, faz-se necessário a realimentação em tensão.
A transformação de coordenadas do controle para o referencial rotórico não lineariza as equações do MSIP. Pois, como pode ser observado na Equação, (2.28), as correntes ݅ௗ e ݅ são multiplicadas pela velocidade. Logo, estas correntes não podem ser independentemente controladas. Então para que seja possível o controle independente das correntes, é necessário que as tensões sejam desacopladas em relação ás correntes de eixo direto e de eixo em quadratura de acordo com as seguintes equações:
' '
(
)
d d q r d q q d d m rL
i
L i
ν
ν
ω
ν
ν
λ ω
=
−
=
+
+
(2.48) onde: ' ' d d s d q q s qdi
R
L
dt
di
R
L
dt
ν
ν
=
+
=
+
(2.49) As componentes ݒௗᇱ e ݒᇱ são somadas a saída dos controladores de corrente ݅ௗ e ݅ respectivamente. Esta técnica é chamada de compensação de pré-alimentação (feedforward).
2.6.1.Implementação dos Controladores PI no Tempo Discreto e Projeto dos Ganhos Para se obter um rápido desempenho de velocidade e torque no controle de campo orientado no MSIP, três controladores PI são utilizados, um para o controle da malha de velocidade e outros dois para o controle das malhas de corrente. Contudo, o controle PI linear não tem limites para a magnitude de saída e então a saída pode atingir valores relativamente altos e como conseqüência o sistema pode ser danificado pela amplitude de controle dos PIs.
No sentido de proteger o MSIP, os valores dos comandos são limitados e conseqüentemente a saída do PI de velocidade acumula erros, produzindo um grande sobre sinal (overshoot) na resposta do sistema, que no pior caso, pode até desestabilizar o sistema, fenômeno conhecido como “Windup”. (ESPINA et al 2009). No sentido de evitar o fenômeno de Windup, um valor máximo de saída do integrador é mantido dentro dos limites estabelecidos. Esta estratégia é conhecida como Anti-Windup. Outra solução seria ajustar os
parâmetros do controlador PI continuamente, para manter a resposta do sistema não amortecida em todo o tempo (CHIRICOZZI et al, 1995) .
Quando o valor da variável de controle atinge o limite máximo (ou mínimo) do limitador ocorre à saturação do sinal de controle. Este fato faz com que a malha de realimentação seja de certa forma limitada, pois o limitador permanecerá no seu limite máximo (ou mínimo) independentemente da saída do processo. Entretanto, se um controlador com ação integral é utilizado, o erro continuará a ser integrado e o termo integral tende a se tornar muito grande, ou seja, tende a "carregar-se” demasiadamente. Neste caso, para que o controlador volte a trabalhar na região linear (saia da saturação) é necessário que o termo integral se "descarregue". Para tanto se espera que o sinal de erro troque e, por um período tempo, aplicar na entrada do controlador, um sinal de erro de sinal oposto. A conseqüência disto é que a resposta transitória do sistema tenderá a ficar lenta e oscilatória característica extremamente indesejável em um processo industrial. Existem várias maneiras de se evitar o windup da ação integral. A idéia básica é impedir que o integrador continue a se carregar quando a saturação ocorre. O diagrama de blocos do controlador PI com anti windup é mostrado na Figura 4.
Figura 4 Diagrama de blocos do controlador PI com Anti-Windup (TEXAS INSTRUMENTS, 2003)
Quando a saída do controlador satura, o termo integral é recalculado de forma que seu valor permaneça no valor limite do limitador. É vantajoso fazer esta correção não instantaneamente, mas dinamicamente com uma constante de tempo. A diferença entre o valor da entrada ܷ௦௧ e da saída ܷ௨௧ do controlador constitui um erro que é somado à saída do integrador com um ganho ܭ. É possível verificar que quando não há saturação, o
erro é igual a zero e, portanto, este laço não tem nenhum efeito quando o controlador está operando linearmente, ou seja, quando sua saída não está saturada.
Os ganhos dos controladores PI podem ser calculados utilizando técnicas como, por exemplo, cancelamento de pólos dominantes ou critério de amortecimento ótimo (DE SÁ, 2010). A técnica de Ziegler Nichols (HANG et al, 1991) também é uma alternativa bastante comum para o ajuste dos ganhos dos controladores.
2.7. MODULAÇÃO UTILIZANDO ESPAÇO VETORIAL POR LARGURA DE PULSO