Um acoplador direccional tem por função permitir que uma fracção da potência na principal linha de transmissão seja acoplada a um segundo braço numa direcção preferencial do fluxo. Por exemplo, um acoplador direccional de 20 dB é aquele que desvia 1% da potência para ser acoplada à linha secundária.
Os acopladores direccionais podem ser executados em guia de ondas, em cabos coaxiais e circuitos integrados.
No caso de guias de onda, vamos apresentar (fig. 3.32) o acoplador de dois orifícios.
O objectivo com o acoplador direccional é o de medir a potência que é enviada do gerador para a carga ou antena através de uma amostra em que uma fracção conhecida da potência é medida através de uma sonda, de modo que a potência total possa então ser calculada.
Essa amostra é acoplada num guia de onda secundário através de dois orifícios que permitem a passagem da energia de um para o outro guia e, de modo algum, qualquer fracção da energia reflectida da carga para o gerador deve poder propagar-se no sentido da sonda, isto é, da esquerda para a direita (no guia secundário) no caso da fig. 3.31, para não afectar o valor da medida.
De facto, quando as ondas se propagam do gerador para a carga (da esquerda para a direita no guia principal) passam para o guia secundário através dos orifícios a e b ; em b, no guia secundário, as ondas estão em fase (ondas que "escapam" pelo orifício a e que "escapam" pelo orifício b, pois o caminho percorrido é o mesmo para ambas).
Orifícios
Terminação resistiva
adaptada Guia de onda secundário
Carga Gerador
λg
4
Guia de onda principal
Para a sonda do detector
Fig. 3.32 - Acoplador directional de dois furos
Logo vão somar-se e seguem para o detector. As componentes (dessas duas ondas) que se propagam em sentido contrário (da direita para a esquerda) no guia secundário serão absorvidas pela carga resistiva no interior desse guia.
Contudo, a onda reflectida que passe para o guia secundário no orifício b e "pretenda" propagar-se para a direita nesse guia secundário é anulada pela componente da onda reflectida que passa para esse mesmo guia através do orifício a.
De facto a distância entre os dois orifícios é de um quarto de comprimento de onda, ou seja, a distância a mais percorrida pela onda que entra pelo orifício a e se propaga para a direita, relativamente àquela que entra directamente em b será de meio comprimento de onda dando-se o cancelamento em b da energia oriunda da onda reflectida que se propaga para a direita no guia secundário. Logo, para o detector segue apenas uma amostra da energia transportada pela onda directa dirigida do gerador para a carga e, por isso, se dá a este componente o nome de acoplador direccional.
A energia reflectida que se propague da direita para a esquerda no guia secundário será absorvida pela carga.
Essa carga é constituída por um dieléctrico com perdas ( pode ser uma pequena placa de vidro revestido por uma película de carbono ou grafite). Apresenta-se de uma forma ponteaguda para a ondas que recebe aumentando progressivamente a sua secção até a altura desta ser igual â do guia, por forma a não causar reflexões.
A figura seguinte dá-nos o aspecto que, em geral, apresentam os acopladores direccionais em guias de onda:
Fig. 3.33 Acopladores direccionais em guias de onda rectangulares.
Curvas, Transições e Junções em Guias de Onda
Por vezes, devido à posição dos equipamentos, torna-se necessário alterar a direcção das ondas. Nestes casos, para evitar a descontinuidade no sistema ou o aparecimento de onda reflectida devem usar-se curvas de guias de onda suaves, raio de curvatura
aproximadamente igual a λg/2.
As curvas tomam o nome de curvas E ou curvas H, conforme o plano de simetria seja paralelo respectivamente ao campo eléctrico ou ao campo magnético.
Se o espaço para a montagem não for suficiente recorre-se a outro tipo de curvas, a
seguir representadas, onde o L deve ser sensivelmente igual a λg/4. Neste surgem ondas
reflectidas, mas de valor suficientemente baixo.
Fig. 3.34 - Curvas em guias de onda
Curvas, Transições e Junções em Guias de Onda
Na figura seguinte apresenta-se o aspecto de duas curvas a 90°, uma no plano E
(fig.3.36A) e outra no plano H (fig.3.36B)
Guia Torcido ("TWIST")
Muitas vezes há necessidade de rodar de 90° a polarização da onda, Essa rotação tem
de ser gradual para não provocar ondas estacionárias. Usan-se então um tipo de transição chamado "twist" como se ilustra na fig. 3.37
A transição deve ser gradual e deve fazer-se num comprimento aproximadamente igual a 5λg.
Fig. 3.36 Curvas de guia de onda a 90°
L= 5 λg
Fig. 3.37 - "Twist" (Guia torcido)
E
Transição guia rectangular/guia circular
A figura seguinte ilustra como se processa (também gradualmente como no caso anterior) a ligação entre um guia de ondas rectangular e um guia de ondas circular.
Há uma variação progressiva de uma secção rectangular para uma secção circular
passando-se do modo TE10 no guia rectangular para o modo TE11 no guia circular.
Junções em guias de onda
Há dois tipos de junções básicas, designadas por junções em T devido à sua forma, em guias de ondas rectangulares (as junções servem essencialmente, como divisores de potência) : a junção H ou junção paralelo e a junção E ou junção série (fig. 3.39)
Fig. 3.38 - Transição entre guias rectangular e circular
A A C B C B
A junção (a) é uma junção cujo eixo é paralelo ao campo magnético e, por isso se denomina junção H. O sinal que entra na junção por C divide-se igualmente por A e B, ficando em fase nesses 2 ramos.
A junção (b) é uma junçaõ cujo eixo é paralelo ao campo eléctrico por isso se chamando junção E. O sinal que entra pelo braço C também se divide igualmente por A e B, mas apresenta fases opostas nesses dois braços
Eixo
Eixo
Entrada do
guia principal Entrada do guia principal
E
Curvas, Transições e Junções em Guias de Onda
A junção H diz-se junção série porque, ficando o campo magnético H no mesmo plano nos 3 braços do "T", esse mesmo campo se divide igualmente pelos braços A e B, havendo lugar a uma comparação com uma linha de transmissão que se divide em paralelo como se mostra na figura 3.39(a).
Quanto à junção E, a maneira como se divide o campo magnético faz lembrar uma junção em que as tensões se somam (logo, uma ligação em série).
A figura seguinte representa esquematicamente o funcionamento desta junção E:
Junção Híbrida ("T" mágico)
Combinando-se as duas junções atrás numa só obtem-se uma junção híbrida a que chamamos "T mágico" (fig. 3.41)
A propriedade básica do T mágico é que o braço 4 está ligado aos braços 1 e 2 mas não ao braço 3 e, semelhantemente, o braço 3 está ligado aos braços 1 e 2 mas não ao braço 4.
Observa-se que a junção é simétrica em relação a um plano que intersecta longitudinalmente o braço 3 e transversalmente o braço 4.
C
B A
Fig. 3.40 - Progressão do campo eléctrico na junção E
ENTRADA
Fig. 3.41 - Junção híbrida
Braço "E" Braço "H" Braço 3 Braço 2 Braço 4 Braço 1
Uma aplicação, entre várias, do "T mágico", está esquematizada na fig. 3.42.
De facto, atendendo a que se se os braços 1 e 2 estiverem correctamente terminados, a energia inroduzida pelo braço 3 se divide igualmente pelos braços 1 e 2 e, simultâneamente, energia introduzida pelo braço 4 se divide também igualmente pelos
braços 1 e 2, a aplicação seguinte é possível.
A antena e o oscilador local estão ambos acoplados aos braços 1 e 2 (o braço 1 tem uma carga adaptada) sem estarem acoplados entre eles.
È como se o oscilador local veja o braço 3 como uma impedância infinita e, similarmente, a antena veja o braço 4 como uma impedância infinita.
Outra aplicação do "T mágico" é a de separar as frequências de transmissão e recepção de uma mesma antena, actuando, portanto, como um duplexer.
Ao braço 2 (fig. 3.41) liga-se a antena e ao braço 1 a carga adaptada (igual à impedância da antena).
Se ligarmos o transmissor ao braço 3, transmitimos uma frequência f1 que é
encaminhada para a antena sem atingir o receptor que fica ligado ao braço 4.
Igualmente, o sinal de frequência de recepção f '1 recebido na antena dirige-se do braço
2 para o braço H (braço 4) sem atingir o emissor (ligado ao braço 3).
Carga adaptada Oscilador Local Misturador Antena "T" mágico
Fig. 3.42 - Aplicação do "T" mágico" como circuito de entrada de um receptor de microondas
Componentes das Microondas
Linhas de Transmissão Miniatura ( "Striplines" e "Microstrips")
Penetração de um campo magnético num determinado material.
Nas microondas transmitimos campos electromagnéticos e uma questão que se coloca é a de saber se e como o campo magnético pode penetrar num material metálico.
É evidente que se o material é o ferro que é um elemento com alta permeabilidade magnética, a penetração é alta. Se a frequência é elevada, as correntes de Foucault criadas são significativas, não sendo maiores devido à alta resistividade do ferro.
De qualquer maneira o campo magnético criado pelas correntes de Foucault tende a opor-se ao campo magnético que lhes deu origem, limitando a penetração.
Esta limitação da penetração é tanto mais alta e, portanto a penetração tanto mais baixa, quanto mais elevada for a frequência do campo magnético penetrante e mais baixa a resistividade do tipo de ferro.
Se em vez de ferro se tratasse de materiais como a madeira ou o plástico, com permeabilidades muito baixas e resistividades elevadas, embora estes tipos de materiais não facilitem, por um lado, a passagem das linhas de força do campo magnético devido à baixa permitividade, como têm resistividades elevadas as correntes de Foucault serão diminutas não havendo, por conseguinte, a criação de um campo que se oponha à penetração de campos magnéticos de frequências elevadas.
Se o material for o cobre, também sua permeabilidade magnética é baixa mas a sua resistividade é muito baixa e aqui, sendo as correntes de Foucault bastante significativas, a oposição à penetração é elevada.
No caso limite teórico de um material condutor de resistividade nula, as correntes de Foucault seriam máximas e a sua oposição cancelaria o campo penetrante - a penetração seria nula.
De tudo isto decorre que em frequências muito altas, como é o caso das microondas, não interessa utilizar nas linhas de transmissão, o cobre com grande espessura dado que a maioria do material não teria utilização.
Isto, como se sabe, é uma extensão do conceito de efeito pelicular, que levou à criação do cabo coaxial e, até mesmo em baixas frequências, à utilização de condutores cilíndricos ocos para o transporte de energia dado que, à medida que a frequência aumenta, a densidade de corrente diminui no interior e aumenta à superfície do condutor.
Linhas de Transmissão Miniatura ( "Striplines" e "Microstrips")
A densidade de corrente decresce mesmo exponencialmente com a distância à superfície.
A uma profundidade δ que se designa por profundidade de penetração ou por espessura
pelicular ("skin depth") a corrente decresce 1/e vezes em relação ao valor que tem à superfície, isto é, aproximadamente igual a 37% do valor que tem à superfície.
A seguinte fórmula dá-nos a profundidade de penetração δ em metros :
onde ρρ é a resistividade do material em Ω/m, f é a frequência em Hz, µµ é a
permeabilidade magnética do material em H/m e σσ é a sua condutividade em mhos/m.
Para as aplicações em microondas o cobre é um meio condutor muito utilizado, havendo uma fórmula aproximada para a profundidade de penetração que é a seguinte
sendo δδ é a profundidade de penetração do cobre em mícrons e f é a frequência em
Gigahertz.
Uma mnemónica em ter em conta é a de que, para o cobre, a frequências de Gigahertz correspondem espessuras peliculares de mícrons, ou melhor ainda, que a 1 GHz
corresponde um δ de 2 µm.
De notar que a fórmula (3.33) traduz o que se esperava, isto é, que:
1. δ aumenta c-om a resistividade;
2. δ diminui com a frequência;
3. δ diminui com a permeabilidade;
Considere-se como exemplo de espessuras peliculares as relativas a quatro materiais importantes na tabela que a seguir se insere:
Espessura pelicular de quatro elementos (frequência de 10 GHz)
Material (mhos/m) ✁ (H/m) (*) ✂ (mm) Cobre 58.00 x 106 4 ✄ x 10 -7 0.00066 Alumínio 38.10 x 106 4✄ x 10 -7 0.00080 Prata 61.70 x 106 4 ✄ x 10 -7 0.00060 Ouro 40.98 x 106 4 ✄ x 10 -7 0.00050
µσ
π
=
µ
π
ρ
=
f
1
f
☎ (3.33)f
2
=
☎ (3.34)Tal como para a electrónica das baixas frequências, em que temos os circuitos impressos com trajectos condutores e componentes, também para as microondas se tem as suas linhas de transmissão miniatiatura de que vamos falar de seguida, às quais são ligados os diferentes componentes numa tecnologia híbrida em que os componentes e circuitos condutivos são embebidos em diferentes camadas.
Dá-se o nome de MMIC´s ("Monolithic Microwave Integrated Circuits") aos
modernos circuitos integrados realizados com estas técnicas, para diferentes funções num sistema de microondas, requerendo o mínimo de ajustamentos e sintonias.
Reparemos entretanto na figura seguinte que traduz a evolução do cabo coaxial para uma linha de transmissão miniatura ("stripline"):
O condutor central evoluíu para uma espécie de tira ("strip") que fica rodeada de um material dieléctrico "apertado" entre dois planos de terra.
Nota: é importante frizar que, enquanto em baixas frequências nos podíamos referir a terras como pontos de terra com localizações definidas, podendo-se considerar vários pontos de terra e interligá-los, em microondas usar pontos de terra não tem significado algum. Em microondas só nos podemos referir a planos de terra e nunca a pontos de terra.
O material dieléctrico tem a propridade de reduzir as dimensões físicas da linha para qualquer frequência de operação e constitui uma parte importante da stripline pois armazena a energia electromagnética que se propaga ao longo da tira condutiva. Quanto maior for a constante dieléctrica do material, maior será a concentração de linhas do campo eléctrico. É possível conseguir uma determinada constante dieléctrica recorrendo
a uma mistura apropriada de materiais distintos.
LINHA DE TRANSMISSÂO COAXIAL TRANSIÇÃO LINHA DE TRANSMISSÂO tipo "STRIP" CAMPO ELÉCTRICO CAMPO MAGNÉTICO
Por exemplo, pode-se combinar Teflon (constante dieléctrica 2.1) com fibra de vidro (constante dieléctrica 3.88) para se obter um material com uma constante dieléctrica igual a 2.37.
Constantes dieléctricas muito maiores podem conseguir-se com outras misturas. Tal como nos cabos coaxiais, o modo de propagação geralmente usado é o TEM.
Os 2 planos de terra da stripline estão ao mesmo potencial. O campo elétrico está principalmente limitado à área entre o condutor central e os planos de terra com a sua intensidade a diminuir rapidamente com a distância à tira condutora. Se a distância do bordo da tira ao bordo do plano de terra é cerca de duas vezes o espaçamento entre os 2 planos de terra, a intensidade do campo no bordo destes é praticamente zero. Logo, uma stripline considera-se bem projectada quando os planos de terra são suficientemente largos para proporcionar esta situação, tornado a stripline praticamente auto-blindada; a figura seguinte mostra o aspecto construtivo de uma stripline.
As linhas de transmissão "microstrip" são um resultado da evolução das striplines tal como estas são o resultado da evolução das linhas coaxiais.
As linhas de transmissão strip e microstrip são marcadamente diferentes no tipo de
construção e no material utilizado.
MATERIAL
DIELÉCTRICO TIRA DE COBRE
("STRIP") PLANO DE TERRA
PLANO DE TERRA
As striplines utilizam uma tira condutora entre dois planos de terra enquanto que as microstrips têm uma tira acima de um só plano de terra (ver figs. 3.45a e 3.45b).
A constante dieléctrica do material é um importante factor na operação das microstrips : corresponde ao grau com que o material pode armazenar energia electrostática quando comparado com o ar. Nas microstrips é somente necessário um plano de terra porque a constante dieléctrica do material (também chamado substrato) é muito maior do que a usada para as striplines.A concentração dos campos electromagnéticos entre a tira condutora e o dieléctrico aumenta quando a constante dieléctrica do substrato aumenta, diminuindo assim a radiação no ar.
Como a constante dieléctrica é alta há, de facto, uma grande concentração de campos nas microstrips permitindo um desenho mais compacto para estas linhas de transmissão. Por outro lado, o seu formato aberto permite a montagem de dispositivos activos e de outros componentes discretos para circuitos miniaturizados. Os transistores, por exemplo, podem ser colocados no topo, sem necessidade de cortar a linha ou o plano de terra, sendo ideal para a tecnologia de componentes de montagem em superfície ("SMT - "Surface Mount Technology")
Numa microstrip a configuração do campo eléctrico é semelhante à indicada na fig.
3.46:
Nota-se a descontinuidade verificada na superfície de separação dos meios (ar e substrato). PLANODE TERRA PLANO DE TERRA TIRA CONDUTORA DE COBRE ("STRIP") TIRA CONDUTORA DE COBRE ("STRIP") PLANO DE TERRA MATERIAL DIELÉCTRICO MATERIAL DIELÉCTRICO
Fig. 3.45a - Linha de transmissão "Stripline" Fig. 3.45.b - Linha de transmissão "Microstrip"
Comprimento de onda numa stripline e numa microstrip
Tal como nas linhas de transmissão coaxiais, nas striplines "embebidas" o comprimento de onda de transmissão tem a seguinte fórmula
sendo λλ0 o comprimento de onda em espaço livre e k a constante dieléctrica do
material.
Para uma microstrip a constante dieléctrica (uma vez que temos dois meios) é a média entre as constantes dieléctricas do ar e do substrato, ficando
com keff = (1.0 + k0)/2, sendo k0 a constante dieléctrica do substrato.
Impedância característica
É conveniente ficarmos com a ideia de que a impedância característica depende, no caso das microstrips, da relação entre a espessura do substrato, b, e da largura w da tira condutora, sendo proporcional à relação b/w.
Assim, por exemplo, se diminuirmos a largura w, numa parte do trajecto de uma linha
de largura constante w e de impedância característica Z0, é como se aí fosse introduzida
uma impedância localizada de valor superior a Z0.
k
0λ
λ
g=
k
eff 0 gλ
λ
=
(3.35) (3.36) substrato plano de terra CondutorFig. 3.47 - Corte de uma linha de transmissão microstrip w
É interessante observar (ver figura seguinte) como nos circuitos “microstrip” são realizados os equivalents dos circuitos com indutâncias e capacitâncias (em série e paralelo) e outros, recorrendo a modificações adequadas da espessura e forma da tira condutora.
Circuitos Passivos em Microondas
Quando ocorrem reflexões num guia de ondas aparece sempre qualquer espécie de desadaptação. Sucedendo isto, o remédio é idêntico ao que se utiliza para outras linhas de transmissão, isto é, uma impedância localizada de determinado valor tem de ser colocada num ponto pré-determinado do guia de onda para corrigir essa desadaptação como efeito das reflexões.
Obstáculos de várias formas são usados em guias de ondas com esses objectivos. Consideremos a figura seguinte que corresponde à introdução de obstáculos metálicos com determinadas formas:
O primeiro obstáculo da fig. 3.49(a) é uma janela constituída por lâminas
metálicas introduzidas num guia de ondas rectangular a trabalhar no modo TE10.
a b b a d d
Fig. 3.49 Obstáculos em microondas e seus circuitos equivalentes (a) Janelas capacitivas (b) Janelas indutivas (c) Janelas ressonantes
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Circuitos Passivos em Microondas
Haverá uma modificação do campo eléctrico na zona do obstáculo cuja configuração terá o aspecto indicado na fig. seguinte (fig. 3.50):
Devido à concentração do campo eléctrico nas bordas do obstáculo, teremos uma equivalência a um condensador e, por isso de diz que temos uma janela capacitiva.
O valor da reactância capacitiva é função da relação d/b sendo d a medida da abertura da janela e b a altura do guia.
O primeiro obstáculo da fig. 3.49(b), também é uma janela constituída por lâminas metálicas introduzidas num guia de ondas rectangular (mas agora
dispostas segundo a altura do guia) a trabalhar no modo TE10.
Há uma modificação na configuração do campo magnético (ver fig. 3.51) que consiste numa concentração das suas linhas de força na zona do obstáculo.
Assim a janela tem as características de uma bobina e diz-se que temos uma janela indutiva, sendo a sua indutância função da relação d/a.
Os outros dois obstáculos das figuras 3.49(a) e 3.49(b) também conduzem a equivalências, respectivamente, de uma janela capacitiva e indutiva.
Reportando-nos agora à janela metálica da figura 3.49(c) vê-se que acaba por ser uma espécie de associação simultânea das situações (a) e (b). Logo, é como se tivéssemos uma associação paralelo de uma capacidade e de uma bobina, denominando-se então janela ressonante.
b E E
Fig. 3.50 - Equivalência ao condensador
a
H
Por vezes, nos guias de ondas rectangulares junto aos equipamentos são aplicados parafusos na sua parede mais larga, que entram perpendicularmente no guia (ver fig. 3.52) sendo a sua penetração facilmente regulavel através do simples rodar do parafuso para um lado ou para o outro.
Dado que a penetração d do parafuso é variável, acabamos por ter uma capacitância variável no ponto do guia de ondas onde se encontra inserido.
Filtro passa-banda
Associando 4 pares de janelas indutivas (ver fig. 3.53) com 4 parafusos reguláveis, teremos um filtro de banda de microondas, de 4 secções, realizado
num guia de ondas.
Fig. 3.52 - Efeito do parafuso regulável
b E E
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Circuitos Passivos em Microondas
Cada par de janelas tem um parafuso, constituindo com este uma secção, sendo cada secção ajustável através da variação da indutância capacitiva pela maior ou manor introdução do parafuso no guia.
Filtro de rejeição
Com a associação de apenas uma janela indutiva e um parafuso de penetração (fig. 3.54a) forma-se um circuito equivalente a um circuito ressonante série como se mostra na fig 3.54b, que rejeita uma faixa de frequências, exactamente a sua frequência de ressonância e as frequências próximas desta.